电阻分压器将高电压衰减到低电压电路可以适应的水平，而不会过度驱动或损坏。在电源路径控制电路中，电阻分压器有助于设置电源欠压和过压锁定阈值。这种电源电压鉴定电路存在于汽车系统、电池供电的便携式仪器、数据处理和通信板中。


欠压锁定（UVLO）可防止下游电子系统在电源电压异常低的情况下运行，这可能会导致系统故障。例如，当数字系统的电源电压低于规格时，数字系统可能表现不稳定，甚至冻结。当电源是可充电电池时，欠压锁定可防止电池因深度放电而损坏。过电压锁定（OVLO）可保护系统免受高电源电压的破坏。由于欠压和过电压阈值取决于系统的有效工作范围，因此电阻分压器用于使用相同的控制电路设置自定义阈值。即使在存在电源噪声或电阻的情况下，也需要阈值滞后来获得平稳且无颤动的锁定功能。在讨论了一个简单的UVLO/OVLO电路后，本文将提出一些添加阈值滞后的简单方法，这在默认值不足时是必要的。


欠电压和过电压锁定电路

图1显示了一个欠压锁定电路（目前没有滞后现象）。它有一个带有正参考电压（VT)在其负输入端。比较器控制电源开关，该电源开关打开或关闭电源输入和下游电子系统之间的路径。比较器的正输入端从输入端连接到电阻分压器。如果电源接通并从0V开始上升，比较器输出最初为低电平，保持电源开关断开。当比较器的正输入达到V时，比较器输出跳闸T此时，底部电阻器中的电流为VT/对B相同的电流在R中流动T如果比较器没有输入偏置电流。因此，比较器跳闸时的电源电压为VT+对T×VT/对B=伏T×（RB+对T)/对B这是由电阻分压器设置的电源UVLO阈值。例如，一个VT1 V和R的T=10×RB产生11V的UVLO阈值。低于该阈值，比较器输出为低，从而断开电源开关；超过该UVLO阈值，开关闭合，电源流过以给系统加电。通过改变R的比率可以很容易地调整阈值B和RT电阻器的绝对值由分配器的偏置电流预算量来设置（稍后将对此进行详细说明）。要设置OVLO阈值，只需交换比较器的两个输入（例如，请参见图2中较低的比较器），使高电平输入迫使比较器输出为低电平并断开开关。


<img data-lazy-fallback="1" decoding="async" src="https://uploads.9icnet.com/images/aritcle/20230419/05_09_ps_01.jpg" alt="">

图1。使用电阻分压器、比较器和电源开关的电源欠压锁定。（来源：模拟设备）

虽然不是本文的重点，但该开关可以用N沟道或P沟道功率MOSFET实现。前面的讨论假设N沟道MOSFET开关在其栅极电压较低（例如0V）时断开（高电阻）。为了完全闭合（低电阻）N沟道MOSFET，栅极电压必须比电源高至少MOSFET阈值电压，这需要电荷泵。保护控制器，如LTC4365型,LTC4367型和LTC4368型集成比较器和电荷泵以驱动N沟道MOSFET，同时仍消耗低静态电流。P沟道MOSFET不需要电荷泵，但栅极电压极性相反；即低电压闭合而高电压打开P沟道MOSFET开关。


回到电阻分压器：3电阻串设置欠压和过压锁定阈值（图2），与使用两个单独的2电阻串相比，节省了一个分压器的偏置电流。UVLO阈值为VT×（RB+对M+对T)/（R）B+对M)而OVLO阈值为VT×（RB+对M+对T)/对B“与”门在将两个比较器的输出发送到电源开关之前将其组合。因此，当输入电压在欠压和过压阈值之间时，电源开关闭合以向系统供电；否则，开关断开，断开系统电源。如果分压器电流消耗不是一个问题，那么单独的欠压和过电压分压器在独立于另一个阈值调节每个阈值时提供了更大的灵活性。


<img data-lazy-fallback="1" decoding="async" src="https://uploads.9icnet.com/images/aritcle/20230419/05_09_ps_02.jpg" alt="">

图2:使用单个电阻分压器锁定欠电压和过电压。（来源：模拟设备）

带滞后的欠电压和过电压锁定

在图1中，如果电源上升缓慢且有噪声，或者电源具有固有电阻（如电池），导致电压随负载电流下降，则当输入超过其UVLO阈值时，比较器的输出将重复切换高电平和低电平。这是因为比较器的正输入反复高于和低于VT由于输入噪声引起的阈值或由于通过电源电阻的负载电流引起的下降。对于电池供电的电路来说，这可能是一种永无止境的振荡。使用具有迟滞的比较器可以消除这种颤动，使开关转换更加平稳。如图3所示，滞后比较器为上升（例如，VT+100mV）与下降输入（例如T–100 mV）。比较器级的滞后按比例放大RB和RT至200 mV×（RB+对T)/对B在供应层面。如果电源输入处的噪声或压降低于该滞后，则颤振被消除。如果比较器提供的迟滞不存在或不足，则有增加或增加迟滞的方法。所有这些方法都在分频器抽头处使用正反馈，例如，当比较器跳闸时，上升的比较器输入跳得更高。为了简单起见，以下方程假设比较器中没有固有的滞后。


<img data-lazy-fallback="1" decoding="async" src="https://uploads.9icnet.com/images/aritcle/20230419/05_09_ps_03.jpg" alt="">

图3。通过从分压器抽头到电源开关输出的电阻器添加欠压锁定阈值滞后。（来源：模拟设备）

分压器到输出的电阻器（图3）：


添加电阻器（RH)从分频器抽头（比较器的正输入）到电源开关输出。当电源从0V开始上升时，比较器的正输入低于VT并且比较器输出为低，保持电源开关断开。假设由于系统负载，开关输出为0V。因此，RH与R平行B用于输入阈值计算。上升输入欠压阈值为VT×（RB||对H)+RT)/（R）B||对H)，其中RB||对H=RB×RH/（R）B+对H). 开关在高于此阈值时接通，将电源连接到系统。为了计算下降输入欠压阈值，RH与R平行T由于开关闭合，因此输入欠压阈值下降为：VT×（RB+（R）T||对H))/对B，其中RT||对H=RT×RH/（R）T+对H). 如果比较器本身有一些滞后，用V代替T在前面的等式中具有上升或下降的比较器阈值。回想一下图1的例子，VT=1 V和RT=10×RB，其中在没有比较器滞后或R的情况下，上升阈值和下降阈值都是11VH.添加RH=100×RB，如图3所示，给出了11.1V的上升输入阈值和10.09V的下降阈值；即1.01 V的滞后。这种方法不适用于OVLO，因为上升输入会关闭电源开关，导致RH以将比较器输入拉低（这再次接通开关）而不是拉高。


电阻器的切换（图4）：


另一种增加磁滞的方法是切换一个电阻器，该电阻器改变底部电阻器的有效值。开关电阻器可以并联（图4a），也可以串联（图4b）。考虑图4a：当V在为低，例如0V，比较器的输出（UV或OV节点）为高，导通N沟道MOSFET M1并连接RH与R平行B假设M1的导通电阻与R相比可以忽略不计H或包含在R中H的值。上升输入阈值与图3:V中的相同T×（RB||对H)+RT)/（R）B||对H). 一次V在高于该阈值，比较器输出为低，关闭M1并断开RH来自分配器。因此，下降输入阈值与图1:V中的相同T×（RB+对T)/对B.继续我们以V为例T=1伏，RT=10×RB，和RH=100×RB，上升输入阈值为11.1V，下降阈值为11V；即RH产生100mV的滞后。此方法和以下方法可用于欠压或过电压锁定，因为它们的目的取决于比较器输出如何接通电源开关（未显示）。


<img data-lazy-fallback="1" decoding="async" src="https://uploads.9icnet.com/images/aritcle/20230419/05_09_ps_04.jpg" alt="">

图4。通过切换（a）分流电阻器或电流和（b）串联电阻器添加欠压或过电压锁定阈值滞后。（来源：模拟设备）

图4b的配置给出了上升输入阈值为VT×（RB+对T)/对B并且下降输入阈值为VT×（RB+对H+对T)/（R）B+对H). RH=RB/图4中的10，给出11 V作为上升输入阈值，10.091 V作为下降阈值，即909 mV的滞后。这表明图4b的配置需要更小的RH以产生更大的滞后。


接通电流（图4a）：


电阻器RH可以用电流源I代替图4a的H。此方法用于LTC4417型和LTC4418型优先级控制器。当V在为低，比较器的高输出使能IH在上升输入阈值时，比较器的负输入为VT因此，R中的电流T是我吗H+五T/对B，使上升阈值为VT+（I）H+五T/对B)×RT=伏T×（RB+对T)/对B+我H×RT.一次V在高于此阈值，我H被比较器的低输出关断。因此，下降阈值与图1:V中的相同T×（RB+对T)/对B，并且输入阈值滞后为IH×RT.


电阻分压器偏置电流

前面的方程假设比较器输入的输入偏置电流为零，而示例仅考虑电阻比而不是绝对值。比较器输入具有两个输入偏移电压（V操作系统)，参考不准确度（可以用V表示操作系统)，以及输入偏置或漏电流（I斯里兰卡). 如果分压器偏置电流V，则零泄漏假设成立T/对B在图1的跳闸点处，比输入泄漏大得多。例如，100倍于输入泄漏电流的分压器电流将泄漏引起的输入阈值误差保持在1%以下。另一种方法是将泄漏引起的阈值误差与偏移电压的阈值误差进行比较。比较器的非理想性将图1输入欠压阈值方程更改为：（VT±伏操作系统)×（RB+对T)/对B±I斯里兰卡×RT（类似于之前的滞后电流方程），可以重写为（VT±伏操作系统±I斯里兰卡×RB×RT/（R）B+对T))×（RB+对T)/对B输入泄漏表现为比较器的阈值电压中的误差，并且该误差可以相对于偏移电压（即，I）最小化斯里兰卡×（RB||对T)<伏操作系统，通过适当的电阻器选择。


例如，LTC4367欠压和过电压保护控制器的UV和OV引脚的最大泄漏为±10 nA，而UV/OV引脚比较器的500 mV阈值偏移电压为±7.5 mV（500 mV的±1.5%）。将±3 mV（500 mV的±0.6%，或小于7.5 mV偏移量的一半）泄漏引起的阈值误差预算为RB||对T<3 mV/10 nA=300 kΩ。要用0.5 V比较器阈值设置11 V输入欠压阈值，需要RT=RB×10.5伏/0.5伏=21×RB因此，RB||对T=21×RB/22<300 kΩ，给出RB<315.7 kΩ。R的最接近的1%标准值B为309 kΩ，产生RT为6.49 MΩ。跳闸点处的分压器偏置电流为0.5 V/309 kΩ=1.62µA，是10 nA泄漏电流的162倍。当最小化分压器电流而不增加由于比较器的输入漏电流引起的阈值误差时，这种分析是重要的。


结论

电阻分压器能够使用相同的基于比较器的控制电路轻松调整电源欠压和过压锁定阈值。电源噪声或电阻需要阈值滞后，以防止电源开关在电源超过阈值时出现开关抖动。已经显示了用于实现欠电压和过电压锁定滞后的几种不同方法。基本原理是当比较器跳闸时，在分频器抽头处有一些正反馈。当增加或增加保护控制器IC的滞后时，一些方法取决于比较器输出或IC输出引脚处类似信号的可用性。在选择电阻值时，应注意比较器的输入泄漏不会成为阈值误差的主要来源。一套全面的相关方程，包括本文中的方程，已经在电子表格可以下载。


<img data-lazy-fallback="1" decoding="async" alt="" style="width: 150px; float: left; margin: 0px 4px 0px 0px;" src="https://uploads.9icnet.com/images/aritcle/20230419/Pinkesh_Sachdev_ADI.jpg">

平克什·萨奇德夫是电力系统管理的高级应用工程师模拟设备他在印度孟买的印度理工学院获得了理工学士学位，在斯坦福大学获得了电气工程硕士学位。他可以在pinkesh.sachdev@analog.com.